4.2 功率半導體器件概述
功率半導體設計中最根本的挑戰是獲得高擊穿電壓，同時保持低正向壓降和導通電阻。一個密切相關的問題是高壓低導通電阻器件的開關時間更長。擊穿電壓，導通電阻和開關時間之間的折衷是各種功率器件的關鍵區別特征。
反向偏置的PN結及其相關的耗盡區的擊穿電壓是摻雜程度的函數：在PN結的至少一側的材料中，獲得高擊穿電壓需要低摻雜濃度，從而導致高電阻率。該高電阻率區域通常是設備導通電阻的主要貢獻者，因此高壓設備必定具有比低壓設備更高的導通電阻。在多數載流子元件(單極型器件)中(包括MOSFET和肖特基二極管)，這說明了導通電阻對額定電壓的一階依賴性。但是，少數載流子元件(雙極型器件)，包括擴散PN結二極管，雙極結型晶體管（BJT），絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）和晶閘管系列（SCR，GTO，MCT），表現出另一種已知電導率調制現象。當少數載流子元件在導通狀態下工作時，少數載流子將通過正向偏置的PN結注入輕摻雜的高電阻率區域。所產生的高濃度的少數載流子有效地減小了該區域的電阻率，從而減小了器件的導通電阻。因此，少數載流子元件顯示出比同類多數載流子元件更低的導通電阻。
但是，少數載流子元件的導通電阻降低的優點帶來了開關速度降低的缺點。任何半導體器件的導通狀態都由該器件內部是否存在主導電荷量來控制，並且導通和關斷切換時間等於插入或移除該控制電荷所需的時間。通過電導調制效應工作的元件由其注入的少數載流子控制。控制少數載流子元件中的少數電荷的總量遠大於控制等效多數載流子元件所需的電荷。盡管用於插入和移除各種元件控制電荷的機制可能有所不同，但事實是，由於少數載流子元件的電荷量很大，因此其開關時間明顯比多數載流子元件的切換時間長。因此，多數載流子元件在較低的電壓電平和較高的開關頻率下得以應用，而少數載流子元件則相反。
現代功率器件是用最新的加工技術制造的。由此產生的較小特征尺寸允許構建高度復雜的器件，其不需要的寄生參數不那么重要。由此產生的設備比之前的器件更加堅固和性能良好。
對功率半導體器件物理和開關機制的詳細描述超出了本書的范圍。參考章節中列出了有關功率半導體器件的選定參考文獻[9-19]。
譯者：半導體相關知識欠缺，較多專業術語可能錯誤，本節供讀者參考交流，如能提供勘誤，不勝感激
4.2.1 功率二極管
如上所述，擴散結PN二極管包含一個輕摻雜或本征高阻區，這使得其可以獲得高擊穿電壓。如圖4.24(a)所示，這個區域包括\(P-N^{-}\)結的一邊(表示為\(N^{-}\))。在反向偏置條件下，基本上所有的外加電壓都出現在\(N^{-}\)區域內的耗盡區內。導通條件如圖4.24(b)所示，空穴穿過正向偏壓結注入，成為\(N^{-}\)區域的少數載流子。這些少數載流子通過電導調制有效地降低了\(N^{-}\)區的視在電阻率(應該意為凈電阻率)。基本上所有的正向電流\(i(t)\)都是由穿過\(P-N\)區的空穴組成，然后與\(N\)區的電子重新結合。
（a)
(b)
Fig 4.24 Power diode :(a) under reverse-bias conditions,(b) under forward-bias conditions
典型的開關波形如圖4.25所示。\(P-N\)二極管常見的指數\(i-v\)特性是一個平衡關系。在瞬態過程中，觀察到指數特性的顯著偏差；這些偏差與儲存的少數電荷的變化有關。如圖4.25所示，二極管在區間（1）期間處於截止狀態，電流為零，電壓為負。在區間（2）的開始，電流增加到某個正值。該電流為反向偏置二極管的有效電容充電，將電荷提供給耗盡區並增加電壓\(v(t)\)。最終，電壓變為正，二極管結變為正向偏置。電壓可能上升到幾伏或甚至幾十伏的峰值，反映出輕摻雜\(N^-\)區的電阻有些大。正向偏置的\(P-N^-\)結繼續向\(N^-\)區域注入少數電荷。隨着\(N^-\)區域中總的少數電荷增加，\(N^-\)區域的電導調制會導致其有效電阻降低，因此正向電壓降$v(t) \(也降低。最終，二極管達到平衡，其中少數載流子注入速率和復合速率相等。在區間（3）內，二極管工作在導通狀態，正向壓降由二極管靜態\)i–v$特性給出。
Fig 4.25 Diode voltage and current waveforms
關斷瞬態在區間（4）的起始處開始。當二極管\(P-N^-\) 結附近存在少量電荷時，二極管保持正向偏置。存儲的少數電荷的減少可以由有源方式，通過負端子電流或由無源方式，通過復合來實現。通常，兩種機制同時發生。二極管關斷電流波形的負數部分中包含的電荷\(Q_r\)稱為恢復電荷。在區間（4）期間出現的\(Q_r\)部分是主動去除的少數電荷。在區間（4）的末尾，\(P-N^-\)結附近存儲的少數電荷已被去除，從而使二極管結變為反向偏置並能夠阻斷負電壓。然后在時間間隔（5）內將耗盡區有效電容充電至負斷態電壓。在區間（5）期間出現的\(Q_r\)部分被提供給耗盡區，以及少數電荷被主動從二極管的較遠區域清除。在區間（5）結束時，二極管能夠阻止整個施加的反向電壓。區間（4）和（5）的長度稱為反向恢復時間\(t_r\)。在區間（6）內，二極管工作在截止狀態。二極管關斷變換及其對PWM變換器中開關損耗的影響將在4.3.2節中進一步討論。
二極管根據其反向恢復時間的長短來定額。標准恢復整流器(Standard recovery)適用於50 Hz或60 Hz的工作頻率。通常不指定這些設備的反向恢復時間。快恢復(Fast recovery )整流器和超快恢復整流器旨在用於轉換器應用。這些設備的制造商規定了反向恢復時間\(t_r\)，有時還包括恢復的電荷\(Q_r\)。表4.1列出了幾種商用設備的額定值。
Table 4.1 Characteristics of several commercial power rectifier diodes
肖特基二極管本質上是多數載流子元件，其工作基於金屬-半導體結的整流特性。這些器件的少數存儲電荷可忽略不計，並且它們的開關行為可以通過其耗盡區電容和平衡指數\(i–v\)特性進行簡單建模。因此，肖特基二極管的優點是其快速的開關速度。肖特基二極管的一個甚至更重要的優點是其正向壓降低，尤其是在額定電壓為45 V或更低的器件中。肖特基二極管僅限於低擊穿電壓。極少數商用設備的額定電壓為100 V或更高。它們的截止狀態反向電流比\(P-N\)結二極管的反向電流大得多。表4.1中還列出了幾種商用肖特基整流器的特性。
功率半導體器件的另一個重要特性是其導通電阻和正向壓降是否呈現正溫度系數。這樣的器件（包括MOSFET和IGBT）特性是有利的，因為可以輕松地並聯多個芯片以獲得大電流模塊。這些設備也更堅固耐用，不易出現熱擊穿和二次擊穿問題。二極管由於其負溫度系數而無法輕松地並聯：器件特性的不平衡可能導致一個二極管傳導的電流大於其他二極管。該二極管變熱，導致其傳導的電流甚至更多。結果，電流在並聯的器件之間不能平均分配，並且可能會超出器件之一的額定電流。由於BJT和晶閘管是由二極管結控制的，因此這些器件也具有負溫度系數，並且在並聯運行時也會遇到類似的問題。當然，可以並聯任何類型的半導體器件。但是，可能需要使用匹配的器件，共用的熱基板和/或外部電路，以使器件的導通電流相等。
4.2.2 金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）
Fig 4.26 Cross-section of DMOS n-channel power MOSFET structure. Crosshatched regions are mentallized contacts. Shaded regions are insulating silicon dioxide layers.
功率MOSFET是一種現代功率半導體器件，其柵極長度接近1微米。該功率器件由許多小的並聯增強模式MOSFET單元組成，這些單元覆蓋了硅片的表面。一個單元的橫截面如圖4.26所示。電流垂直流過硅晶片：金屬化的漏極連接位於芯片的底部，而金屬化的源極連接和多晶硅柵極位於頂部表面。在正常工作條件下，$v_{ds} \geq 0 \(，\)P-N\(和\)P-N-$結都反偏。圖4.27（a）說明了處於關斷狀態的元件的工作。施加的漏-源電壓在$P-N-\(結的耗盡區兩端。\)N-$區是輕摻雜的，從而獲得所需的擊穿電壓額定值。圖4.27（b）說明了在導通狀態下的工作時具有足夠大的正柵-源電壓。然后在柵極下方的$P$區域的表面形成一個溝道。漏極電流流經$N-\(區域，溝道，\)N\(區域，並通過源極觸點流出。器件的導通電阻是\)N-$區域，溝道，源極和漏極觸點等的電阻之和。隨着擊穿電壓的增加，導通電阻由$N-$區域的電阻決定。由於沒有少數載流子引起電導調制，因此當擊穿電壓增加到幾百伏甚至更高時，導通電阻會迅速增加。
\(P-N^-\)結稱為體二極管；如圖4.27（c）所示，該結形成一個與MOSFET溝道並聯的有效二極管。當漏極至源極的電壓\(v_{ds}(t)\)為負時，體二極管可能會變為正向偏置。該二極管能夠傳導MOSFET的全部額定電流。但是，大多數MOSFET的體二極管的速度並未得到優化，體二極管的反向恢復瞬態期間流過的大峰值電流會導致器件故障。多家制造商生產的MOSFET包含快速恢復的體二極管。這些器件的額定值可承受體二極管反向恢復過渡期間的峰值電流。
(a)
(b)
(c)
Fig 4.27 Operation of the power MOSFET :(a) in the off state,\(v_{ds}\) appears across the depletion region in the \(N^-\) region (b) current flow through the conducting channel in the on state ;(c) body diode due to the \(P-N^-\) junction
典型的N溝道MOSFET靜態開關特性如圖4.28所示。對於漏極-源極電壓的各種值，將漏極電流繪制成柵極-源極電壓的函數。當柵極至源極電壓小於閾值電壓\(V_{th}\)時，器件將工作在截止狀態。\(V_{th}\)的典型值為3 V。當柵源電壓大於6或者7 V時，器件工作於導通狀態。通常，柵極會驅動至12 V或者15 V來保證正向壓降的最小。在導通狀態下，漏源電壓\(V_{DS}\)大致與漏極電流\(I_{D}\)成正比。MOSFET能夠傳導遠遠超過其平均額定電流的峰值電流，並且靜態特性的性質在高電流水平下保持不變。還提供邏輯級功率MOSFET，它們在導通狀態下的柵極至源極電壓為5V。可以得到一些\(P\)溝道器件，但其性能不如等效的\(N\)溝道器件。
Fig 4.28 Typical characteristics of a power MOSFET. Drain current \(I_{D}\) is plotted vs. gate-to-source voltage \(V_{gs}\), for various values of drain-to-source voltage \(V_{DS}\)
MOSFET的導通電阻和正向壓降具有正溫度系數。此特性使器件並聯相對容易。可以通過包含幾個並連的芯片，得到大電流MOSFET模塊。
MOSFET的主要電容如圖4.29所示。該模型足以定性地了解MOSFET的開關行為；更精確的模型說明了DMOS幾何結構固有的寄生結場效應晶體管。MOSFET的開關時間主要取決於柵極驅動器為這些電容充電所需的時間。由於漏極電流是柵極-源極電壓的函數，因此漏極電流變化的速率取決於柵極驅動電路對柵極-源極電容充電的速率。同樣，漏極電壓變化的速率是柵極-漏極電容充電的速率的函數。漏源電容直接導致PWM變換器的開關損耗，因為存儲在該電容中的能量在晶體管導通過渡期間會丟失。開關損耗在第4.3節中討論。
Fig 4.29 MOSFET equivalent circuit which accounts for the body diode and effective terminal capacitances
柵極到源極的電容基本上是線性的。但是，漏極至源極和柵極至漏極的電容是強烈非線性的：這些增量電容隨所施加電容電壓的平方根的倒數而變化。例如，對漏源電容增量的依賴性可以用以下形式表示：
其中\(C_{0}\)和\(v_{0}\)是取決於器件結構的常數。當\(v_{ds}\)在其正常工作范圍內變化時，這些電容很容易變化幾個數量級。當\(v_{ds}>>V_{0}\)時，式(4.4)可近似為：
這些表達式在4.3.3節中用於確定由於存儲在其中的能量而引起的開關損耗。
表4.2列出了幾種市售功率MOSFET的參數。柵極電荷\(Q_g\)是柵極驅動電路必須提供給MOSFET的電荷，以將柵極電壓從零升高到某個指定值（通常為10 V），並且具有關斷狀態的漏極至源極電壓的指定值（通常為\(V_{DS}\)額定值的80%)。柵極總電荷是柵極至漏極和柵極至源極電容上電荷的總和。總柵極電荷在某種程度上是MOSFET尺寸和開關速度的量度。
Table 4.2 Characteristics of several commercial N-channel power MOSFETs
與其他功率器件不同，通常不根據其額定電流來選擇MOSFET。實際上，導通電阻及其對導通損耗的影響是限制性因素，並且，MOSFET通常以略小於額定值的平均電流工作。
MOSFET通常是在小於或約等於400至500 V電壓下選擇的器件。在這些電壓下，其正向電壓降與少數載流子器件(雙極型器件)相比更具有優勢且其開關速度更快。典型的開關時間在50 ns至200 ns的范圍內。在大於400至500 V的電壓下，通常優選具有較低正向壓降的少數載流子器件，例如IGBT。唯一的例外是在高開關速度超過獲得可接受的低傳導損耗所需的硅成本增加的應用中。
4.2.3 雙極結型晶體管(BJT)
NPN型功率BJT的橫截面如圖4.30所示。與其他功率器件一樣，電流垂直流過硅晶片。將輕摻雜的\(N^-\)區插入集電極中，以獲得所需的電壓擊穿額定值。當\(P-N\)基極-發射極結和\(P-N^-\)基極-集電極結反向偏置時，晶體管工作在截止狀態（截止）。然后，施加的集電極-發射極電壓基本上出現在\(P-N^-\)結的耗盡區兩端。當兩個結都正向偏置時，晶體管將處於導通狀態（飽和）。然后在\(P\)和\(N^-\)區域中充滿少數電荷（少子）。這種少數電荷通過電導率調制效應使該區域表現出低導通電阻。在截止狀態和導通狀態之間是熟悉的有源區(active region)，其中，\(P-N\)基極-發射極結被正向偏置，而\(P-N^-\)基極-集電極結被反向偏置。當BJT在有源區工作時，集電極電流與基極區少數電荷（少子）成正比，而電荷又與基極電流成比例（處於平衡狀態）。在有源區和飽和區之間還存在一個稱為准飽和的第四工作區。當基極電流不足以使器件完全飽和時，就會發生准飽和。因此，存在於\(N^-\)區中的少數電荷不足以完全減小\(N^-\)區電阻，並且觀察到高的晶體管導通電阻。
Fig 4.30 Power BJT structure. Crosshatched regions are metalized contacts
考慮圖4.31的簡單開關電路。圖4.32包含說明BJT導通和關斷轉換的波形。晶體管在間隔（1）期間處於截止狀態，基極-發射極結被源極電壓\(v_{s}(t)=-V_{s1}\)反向偏置。當電源電壓變為\(v_{s}(t) = +V_{s2}\)時，間隔（2）開始時啟動導通過渡。然后由電源將正電流提供給BJT的基極。該電流首先為反向偏置的基極-發射極和基極-集電極結的耗盡區的電容充電。在間隔（2）結束時，基極-發射極電壓超過零，足以使基極-發射極結變為正向偏置。間隔（2）的長度稱為導通延遲時間。在時間間隔（3）內，少數電荷從發射極跨過基極-發射極結注入基極區。集電極電流與該少數基極電荷成正比。因此在間隔（3）期間，集電極電流增加。由於晶體管驅動電阻負載\(R_{L}\)因此集電極電壓在間隔（3）期間也會降低。這會導致在反向偏置的基極-集電極耗盡區（Miller 電容）電容上電壓降低。增加基極電流\(I_{B1}\)（通過減小\(R_{B}\)或\(V_{s2}\)來增加）會同時增加基極區少數電荷和米勒電容中電荷的變化率。因此增加\(I_{B1}\)使得導通切換時間減小。
Fig 4.31 Circuit for BJT switching time example
Fig 4.32 BJT turn-on and turn-off transition waveforms
在時間間隔（3）結束附近，基極-集電極\(P-N^-\)結變為正向偏置。然后將少數載流子注入\(N^-\)區域，從而降低其有效電阻率。取決於器件的幾何形狀和基極電流的大小，隨着區域的視在電阻通過電導調制而減小，可以觀察到電壓拖尾[間隔（4）]。BJT在間隔（5）的開始時達到導通狀態平衡，導通電阻低並且在\(N^-\)和\(P\)區域都充滿少數電荷（少子）這種少數電荷大大超過了支持集電極電流\(I_{Con}\)有源區傳導所需的量。其幅度是\(I_{B1}-I_{Con}/{\beta}\)的函數，其中\(\beta\)為有源區電流增益。在間隔（6）的開始處啟動關斷過程，此時電壓為\(v_{s}(t) = -V_{s1}\)。只要附近有少數載流子，基極-發射極結就會保持正向偏置。只要少數電荷超過支持有源區導通所需的電流\(I_{Con}\)，也就是說，只要存在多余的電荷，集電極電流就會持續為\(i_{C}(t)=i_{Con}\)。因此在間隔（6）期間，負的基極電流流過等於\(-I_{B2}=(-V_{s1}-v_{BE}(t))/R_{B}\)。該負的基極電流會主動消除總存儲的少數電荷。重組進一步減少了少數電荷。當所有多余的少數電荷均已消除時，間隔（6）結束。間隔（6）的長度稱為存儲時間。在間隔（7）期間，晶體管在有源區域中工作。現在，集電極電流\(i_{C}(t)\)與存儲的少數電荷成正比。重組和負基極電流繼續減少少數基極電荷，因此集電極減小。另外，集電極電壓增加，因此基極電流必須給米勒電容充電。在間隔（7）結束時，少數存儲電荷等於零，並且基極-發射極結可能會變為反向偏置。間隔（7）的長度稱為關斷時間或下降時間。在間隔（8）中，反向偏置的基極-發射極結電容放電至電壓\(-V_{s1}\)。在間隔（9）中，晶體管在截止狀態下處於平衡狀態。
當\(I_{B2}=0\)時，晶體管可以關閉；例如，我們可以讓\(V_{s1}\)近似等於0。但是，這會導致非常長的存儲和關閉切換時間。如果\(I_{B2}=0\)時，所有存儲的少數電荷必須通過重阻(正負電荷結合)被動地去除。從最小化開關時間的角度來看，圖4.33的基極電流波形是理想的。初始基極電流\(I_{B1}\)很大，因此電荷會快速插入基極中，導通開關時間也很短。選擇一個平衡狀態電流的折衷值\(I_{Bon}\)，以產生一個相當低的集電極-發射極正向壓降，同時保持適量的多余存儲少數電荷，從而使存儲時間合理地短。電流\(-I_{B2}\)的大小很大，因此電荷從基極快速移走，從而存儲和關斷開關時間得以最小化。
Fig 4.33 Ideal base current waveform for minimization of switching times
不幸的是，在大多數BJT中，必須限制\(I_{B1}\)和\(I_{B2}\)的大小，因為過高的值會導致器件故障。如圖4.34所示，基極電流橫向流過\(P\)區。該電流導致\(P\)材料電阻的電壓降，這會影響基極-發射極結兩端的電壓。在關斷過渡期間，基極電流\(-I_{B2}\)使基極-發射極結電壓在基極區域的中心變大，而在基極觸點附近的邊緣變小。這導致集電極電流集中在基極區域的中心附近。以類似的方式，較大的\(I_{B1}\)導致集電極電流在導通過渡期間擁擠在基極區域的邊緣附近。由於在開關轉換期間集電極-發射極之間的電壓和集電極電流同時較大，因此大量功率損耗可能與電流聚集相關，從而在基極區的中心或邊緣處引起熱點。基極-發射極結電流的正溫度系數（對應於結電壓的負溫度系數）會導致熱失控和器件故障。因此，為了獲得可靠的工作，可能有必要限制\(I_{B1}\)和\(I_{B2}\)的大小。可能還需要增加外部緩沖電路，以減少開關轉換期間的瞬時晶體管功耗。
Fig 4.34 A large \(I_{B2}\) leads to focusing of the emitter current away from the base contacts, due to the voltage induced by the lateral base region current
BJT的穩態特性如圖4.35所示。在圖4.35（a）中，對於不同的集電極-發射極電壓值\(V_{CE}\)，將集電極電流\(I_{C}\)繪制為基極電流\(I_{B}\)的函數。圖中確定了截止，有效，准飽和和飽和區域。在給定的集電極電流\(I_{C}\)以最小的正向壓降在飽和區域工作的情況下，基極電流\(I_{B}\)必須足夠大。有源區的斜率\(dI_{C}/dI_{B}\)是電流增益\(\beta\)。可以看出，在大電流下，\(β\)減小-在BJT的額定電流附近，電流增益迅速減小，因此很難使器件完全飽和。對於各種\(I_{B}\)值，在圖4.35（b）中將集電極電流\(I_{C}\)繪制為集電極-發射極電壓\(V_{CE}\)的函數。其中，擊穿電壓\(BV_{sus}\)，\(BV_{CEO}\)以及\(BV_{CBO}\)也被描繪了出來。\(BV_{CBO}\)是發射極開路或基極電流為負值時基極-集電極結的雪崩擊穿電壓。\(BV_{CEO}\)是基極電流為零時觀察到的較小的集電極-發射極擊穿電壓；隨着雪崩擊穿的臨近，將產生自由載流子，其作用與正基極電流相同，並導致擊穿電壓降低。\(BV_{sus}\)是在正基極電流下觀察到的擊穿電壓。由於高瞬時功耗，擊穿通常會導致BJT損壞。在大多數應用中，截止狀態晶體管的電壓不得超過\(BV_{CEO}\)。
(a)
(b)
Fig 4.35 BJT static characteristics: (a) \(I_{C}\) vs. \(I_{B}\), illustrating the regions of operation; (b) \(I_{C}\) vs. \(V_{CE}\),illustrating voltage breakdown characteristics
高壓BJT通常具有低電流，因此，達林頓連接的器件（圖4.36）很常見。如果晶體管\(Q_1\)和\(Q_2\)分別具有電流增益\(\beta_1\)和\(\beta_2\)，則連接達林頓的設備的電流增益(\(\beta_1 +\beta_2 +\beta_{1}\beta_{2}\))將大大增加。在單片達林頓器件中，晶體管\(Q_1\)和\(Q_2\)集成在同一硅晶片上。二極管\(D_1\)通過允許基極驅動器在關斷過渡期間主動移除\(Q_1\)和\(Q_2\)的存儲電荷，從而加快了關斷過程。
Fig 4.36 Darlington-connected BJTs, including diode for improvement of turn-off times
在低於500 V的電壓電平時，BJT在電源應用中幾乎已完全被MOSFET取代。在新設計采用更快的IGBT或其他器件的更高電壓應用中，它也正在被取代。
4.2.4 絕緣柵雙極晶體管（IGBT）
IGBT的橫截面如圖4.37所示。與圖4.26相比，IGBT和功率MOSFET在結構上非常相似，主要區別是P區連接到IGBT的集電極。所以IGBT是一個擁有金屬氧化物半導體柵極的現代四層功率半導體器件。
Fig 4.37 IGBT structure. Crosshatched regions are metallized contacts. Shaded regions are insulating silicon dioxide layers.
如圖4.37所示，增加的\(P\)區的功能是在器件工作在導通狀態時向\(N^{-}\)區域注入少數電荷。當IGBT導通時，\(P-N^{-}\)結是正向偏置的，注入\(N^{-}\)區域的少數電荷引起電導率調制。這降低了\(N^{-}\)區域的導通電阻，並允許構建具有低正向壓降的高壓IGBT。從1999年開始，低至600伏、高至3300伏的IGBT電壓等級已經問世。這些器件的正向壓降通常為2至4伏，遠低於相同硅面積的等效MOSFET。
Fig 4.38 The IGBT: schematic symbol and equivalent circuit.
IGBT正在使用的示意符號有若干；圖4.38中上面的簡化符號最受歡迎。IGBT的雙晶體管等效電路如圖4.38下所示，IGBT實際上是一個N溝道功率MOSFET和一個PNP發射極跟隨器BJT級聯而成。其等效電路位置如圖4.39所示。可以看出其中有兩種有效電流：有效的MOSFET溝道電流\(i_{1}\)和有效的PNP集電極電流\(i_{2}\)。
Fig 4.39 Physical locations of the effective MOSFET and PNP components of the IGBT.
IGBT降低電壓降的代價是增加了開關時間，尤其是關斷器件，特別的其關斷特性表現出一種電流拖尾現象。通過消除柵極電荷，使得柵極與發射極的電壓為負，可以迅速關斷MOSFET。這將會使得溝道電流\(i_{1}\)迅速變為零。然而，只要\(N^{-}\)區域還存在少數電荷，PNP的集電極電流就會繼續流動。由於沒有辦法主動移除存儲的少數電荷，他只能通過復合慢慢衰減。因此\(i_{2}\)與少數電荷成比例的緩慢衰減，並且可以觀察到電流拖尾現象。電流拖尾的長度可以通過在\(N^{-}\)區域引入復合中心（recombination center）來減小，代價就是會增加導通電阻。PNP晶體管的電流增益也可以最小化，從而使得\(i_{1}\)大於\(i_{2}\)。盡管如此，IGBT的關斷開關時間明顯長於MOSFET的關斷開關時間，典型的關斷時間在0.5\(\mu s\)到5\(\mu s\)的范圍內。第4.3.1節討論了IGBT電流拖尾引起的開關損耗。包含IGBTs的脈寬調制變換器的開關頻率通常在1至30kHz的范圍內。
IGBT增加的\(P-N^{-}\)二極管結通常不能顯著的阻斷電壓。因此IGBT具有可忽略的電壓阻斷能力。
由於IGBT是四層結構器件，其存在栓鎖（Latch-Up）效應，可能會導致器件不能通過柵極電壓控制來關斷。最新的一些器件不會受到這個問題的影響，這些器件非常的耐用（robust），不存在hot-spot 和current crowding 問題，並且對外部緩沖電路的需求也較小。
IGBT的導通時的正向電壓降可以通過與有效導通電阻串聯的正偏二極管結來建模。二極管結電壓具有負溫度系數，而導通電阻具有正溫度系數，這使得IGBT正向壓降的溫度系數變得復雜。幸運的是，在額定電流附近，電阻占主導地位，導致整體呈現正溫度系數。因此，IGBT可以很容易地並聯，電流降額適中。包含多個並聯芯片的大型模塊在市場上有售。
表4.3列出了幾種商用單芯片和多芯片IGBT模塊的特性。
Table 4.3 Characteristics of several commercial IGBTs
4.2.5 晶閘管(SCR，GTO，MCT)
在所有傳統的半導體功率器件中，可控硅整流器是最古老的，每額定kVA的成本最低，並且能夠控制最大的功率。額定電壓為5000到7000伏，額定電流為幾千安的設備都是可用的。在公用直流輸電線路應用中，串聯光觸發SCR用於逆變器和整流器，將交流公用系統連接到直流輸電線路，直流輸電線路的載流量約為1 kA和1 MV。一個大的可控硅填充了一個直徑幾英寸的硅片，並安裝在一個hockey-puck-style的外殼中。
Fig 4.40 The SCR： schematic symbol and equivalent circuit
可控硅的示意符號如圖4.40所示，其等效電路包括了NPN和PNP的BJT器件。硅片的橫截面如圖4.41所示。有效晶體管\(Q_{1}\)由\(N,P\)和\(N^{-}\)區域構成。\(Q_{2}\)由\(P,N^{-}\)和\(P\)區域構成。該器件能夠阻擋正負陽極至陰極電壓。根據所施加電壓的極性，其中一個結將被反向偏置。在任一情況下，耗盡區延伸到輕摻雜\(N^{-}\)區，與其他器件相同，通過適當設計區域厚度和摻雜濃度可以獲得所需的擊穿電壓。
Fig 4.41 Physical locations of the effective NPN and PNP components of the SCR
當施加的陽極-陰極電壓\(v_{ak}\)為正時，可控硅可以進入導通狀態。正柵極電流\(i_g\)隨后導致有效晶體管\(Q_1\)導通；這又向有效晶體管\(Q_2\)提供基極電流，並使其導通。晶體管\(Q_1\)和\(Q_2\)的基極和集電極區域的有效連接構成了正反饋回路。假設兩個晶體管的電流增益的乘積大於1，那么晶體管的電流將自發性地增加。在導通狀態下，陽極電流受到外部電路的限制，兩個有效晶體管完全飽和工作。少數載流子被注入所有四個區域，由此產生的電導率調制導致非常低的正向電壓降。在導通狀態下，可控硅可以模擬為一個與低導通電阻串聯的正向偏置二極管結。無論柵極電流如何，可控硅都被鎖定在導通狀態:除非施加負陽極電流或負的陽極至陰極電壓，否則可控硅不能關斷。在相控變換器中，可控硅在變換器交流輸入或輸出波形的過零點關閉。在強制換向變換器中，外部通信電路通過反轉陽極電流或陽極-陰極電壓來強制可控硅可控關斷。
傳統可控硅的\(i_A-v_{ak}\)靜態特性如圖4.42所示。可以看出，可控硅是一個電壓雙向的兩象限開關。導通變換由柵極電流主動控制。關閉轉換是被動的。
Fig 4.42 SCR的靜態\(i_A-v_{ak}\)特性
在關斷轉換期間，必須限制正向陽極到陰極電壓的再施加速率，以避免再次觸發可控硅。關斷時間\(t_q\)是通過負陽極電流主動移除少數存儲電荷以及任何剩余少數電荷復合所需的時間。在關斷轉變期間，負陽極電流主動移除存儲的少數電荷，波形類似於圖4.25的二極管關斷轉變波形。因此，在陽極電流的第一次零穿越之后，有必要等待一段時間，然后再施加正的陽極-陰極電壓。因此，有必要限制陽極-陰極電壓增加的速率，以避免再次觸發器件。逆變器級SCR針對更快的開關時間進行了優化，並且具有更小的\(t_q\)。
傳統的SCR晶片具有較大的特征尺寸，柵極和陰極接觸的粗糙或不存在。由這種大特征尺寸產生的寄生元件導致若干限制。在導通轉換期間，陽極電流的增加速率必須限制在一個安全值。否則會出現陰極電流聚焦，導致熱點形成，器件失效。
柵極和陰極結構的粗糙特征尺寸也是阻止常規可控硅由主動柵極控制關閉的原因。人們可以施加負柵極電流，試圖主動移除所有少數存儲電荷，並反向偏置\(P-N\)柵極-陰極結。這一嘗試失敗的原因如圖4.43所示。大的負柵極電流橫向流過相鄰的\(P\)區，導致電壓下降，如圖所示。這導致柵極-陰極結電壓在柵極接觸附近較小，而在遠離柵極接觸處相對較大。負柵極電流能夠僅反向偏置柵極接觸附近的柵極-陰極結的部分；柵極-陰極結的剩余部分繼續被正向偏置，陰極電流繼續流動。實際上，柵極接觸只能影響陰極的附近部分。
Fig 4.43 Negative gate current is unable to completely reverse-bias the gate-cathode junction. The anode current focuses away from the gate contact.
門極關斷晶閘管(GTO)是一種具有小特征尺寸的現代功率器件。柵極和陰極觸點高度交叉，因此整個柵極-陰極\(P-N\)結可以在關斷轉換期間通過負柵極電流反向偏置。像可控硅一樣，一個大的GTO可以填充整個硅片。商用GTO的最大電壓和電流額定值低於SCR。
GTO的關斷增益是導通狀態電流與關斷器件所需的負柵極電流幅度之比。該增益的典型值為2至5，這意味着關閉傳導1000安的GTO可能需要數百A的負柵極電流。最大可控導通狀態電流也很重要。GTO能夠傳導明顯大於額定平均電流的峰值電流；然而，當存在這些高峰值電流時，可能無法在柵極控制下關閉器件。
金屬氧化物半導體控制的晶閘管，或稱MCT，是一種新型的功率器件，其中MOSFET集成在一個高度交叉的晶閘管上，以控制導通和關斷過程。像MOSFET和IGBT一樣，MCT是一個單象限器件，其導通和關斷轉換由MOSFET柵極端控制。商用MCT是\(P\)型器件。電壓雙向兩象限MCT和\(N\)型MCT也是可能的。
圖4.44示出了包含用於控制導通和關斷轉變的MOSFET的MCT的橫截面。圖4.45給出了解釋這種結構操作的等效電路。為了導通該器件，柵極到陽極的電壓被驅動為負。這將正向偏置BJT Q1的基極-發射極結。晶體管\(Q_1\)和\(Q_2\)隨后鎖定在導通狀態。為了關斷該器件，柵極到陽極的電壓被驅動為正。這正向偏置了\(N\)溝道場效應晶體管\(Q_4\)，反過來反向偏置了BJT \(Q_2\)的基極-發射極結。然后雙極晶體管關閉。\(N\)溝道MOSFET的導通電阻必須足夠小，以便對陰極電流產生足夠大的影響——這限制了最大可控導通狀態電流(即通過柵極控制可以斷開的最大電流)。
Fig 4.44 MCT structure. Crosshatched regions are metallized contacts. Lightly shaded regions are insulating silicon dioxide layers
Fig 4.45 Equivalent circuit for the MCT
與具有相似額定電壓和硅面積的IGBT相比，高壓MCT具有更低的正向壓降和更高的電流密度。然而，切換時間更長。像GTO一樣，MCT可以傳導相當大的浪涌電流；但同樣，通過柵極控制可以中斷的最大電流是有限的。為了獲得可靠的關斷轉換，需要外部緩沖器來限制陽極至陰極的峰值電壓。還需要足夠快的柵極電壓上升時間。在某種程度上，MCT仍然是一個新興的設備——未來幾代的MCTs可能會在性能和額定值方面有很大的提高。