過流保護
正常運轉之后，理論上電機反電動勢等於電源電壓，電機繞組上的電壓等於電源電壓減去反電動勢等於零，但是由於存在鐵損，銅損和摩擦等，反電動勢不等於電源電壓，所以繞組上的電壓不等於零，有壓降。
相電流狀態：
- 初始起步時候，磁場沒有切割，沒有有反電動勢，電機相當於一個電感，相電流大，一般為額定電流的3-5倍。
- 正常運轉后，磁場被切割，有反電動勢，相電流小
電機電流不能太大，類比電感飽和后，在磁滯回線上磁導率變小，電感變小，電流突然增大，可能燒毀元器件；而電機電樞勵磁太大，轉子的磁鋼就會退磁，甚至永久消磁，電機就不能用了。
電機退磁，電機輸出功率下降（一部分轉換為熱量），電機效率變小，在相同的負載下，就需要更大的輸入功率。而輸入功率增加，導致退磁和發熱更加嚴重，最終電機損壞。
因此我們需要監控電機的電流，主要是一個過流保護作用。
單電阻電流采樣
電流采集分為高端采樣和低端采樣。
高端采樣：對電壓有要求，在高壓場合需要隔離，成本高
低端采樣：無需隔離，成本低，但注意不能破壞原來的系統阻抗
三相逆變電路中，在60°電周期內，只有一個下管導通，另外兩個不通電流為零。因此我們可以把三個下橋的電流采樣回路進行一個合並。
采用需要注意的是，采樣電阻阻值不能太大，因為采樣電阻阻值太大，壓降大，影響了下橋驅動，並且功耗大，成本高。
那么什么時候有電流？
上橋載波為例，在下管開通時候，以M1-M6開通為例，又分為
- PWM-on時，源是電源，電流流向為M1->U->W->M6->檢流電阻->地
- PWM-off時，源是繞組，電流流向為W->M6->M2體二極管->U
可見，只有PWM-on時，檢流電阻上才有電流，但是相電流在PWM-off時並不為零，只是在減小。所以此時檢流電阻並不能完全反應相電流。
例如：
檢流電阻上電壓和電流成線性關系。
BLDC的方波驅動，程序上不需要設置死區。因為死區是防止上下橋直通，但是兩兩導通星型三相六狀態導通方式，每兩個導通相都存在懸空相，懸空相是下一狀態的導通相之一，因此有天然的死區。
當存在死區時，由於6個mosfet全部關斷，所以繞組向電源充電，以U-W為例，電流流向W->M5體二極管->電源->地->檢流電阻->M2體二極管->U。但是一般死區時間很短，可以忽略。
所以，我們只需要在PWM-ON期間對電流進行采樣，也只能在PWM-ON期間采樣。
單電阻檢測的缺點就是無法全時檢測電機電流，但是可以做過流保護，因為只關心上升電流有多大，會不會超限。
但是后面做FOC控制的話，就需要全時監控電流波形。我們需要清楚。
開關干擾
上面分析是理想情況，但是由於mosfet的寄生電容（米勒效應）與回路中電感成分存在，柵極電阻取值問題，波形更加復雜，在檢流電阻上升沿或下降沿可能存在振盪現象。
例如：
經驗：
一般要求mosfet的平台時間小於500ns（加大驅動電流和減小柵極電阻），否則管子容易發熱。但不要小於100ns，否則GS波形上會產生振鈴現象。
這就對ADC采樣時間做出要求。我們在測量電流需要避開這個干擾區，需要知道干擾區的時間和MCU輸出PWM驅動信號到mosfet的延時。
系統延時是PWM輸入上升沿到mosfet的GS的平台電壓的時間。大多數電機控制系統在2-3us。
這包含了運放延時，所以也對運放的壓擺率做出要求。
考慮占空比小的情況：三電阻采樣
單電阻采樣弊端，因為只能在PWM-on期間采樣，不能實時反應相電流，也決定了這種方式不能用於占空比小的情況：干擾區和高電平時間可以相提並論的時候，因為只能在PWM-on期間采樣，在系統延時下，PWM-on期間我們就避不開干擾區采樣，甚至采不到檢流電阻上波形。
如果占空比太小需要采集電流，解決方法就是在每個橋臂加上檢流電阻，單獨采集每相電流。
例如：
為什么只加入兩個橋臂檢流電阻？
因為根據基爾霍夫電流定律，每個時刻都存在
I_U+I_V+I_W=0
所以只要知道其中兩個橋臂電流就能知道另外一個橋臂電流。
以上橋載波，U-V相導通為例：
- 上橋PWM-on期間，電流流向為M1->U->V->M4->R38->R40->地，R38和R40串聯電流大小和方向一樣
- 上橋PWM-off期間，電流流向為M4->R38->R37->M2體二極管->U，R37和R38串聯電流大小一樣，電壓方向相反，R38上正下負，R37下正上負。
這樣就可以全時反應相電流。
當然這里只是按照理論畫出來表明意思，實際波形沒這么漂亮。