使用PLL估算器在無感的情況下，估計轉子的角度和角速度
PLL估算器的工作原理基於反電動勢的d分量在穩態下等於零，其框圖如下：
ΚΦ 表示電壓常量，下面給出了電氣轉速計算中使用的歸
一化 ΚΦ ：
Eqf、Edf來自於對Ed、Eq的一階濾波，濾波函數如下：
濾波器輸出的直流值應該不含有由 ADC 采集引起的噪聲或軟件計算引入的高頻變化。濾波器的調整取決於要濾波的值 （BEMF d-q 分量和電氣轉速）的變化速度，調整的結果是要保證足夠的帶寬，降低有用信號損失的可能性。對於 BEMF d-q 分量，有兩種情形：
(1) 高速，在弱磁模式中，由於缺乏轉矩瞬變或高加速斜率，變化緩慢；
(2) 低速，速度變化取決於電機的機械常量 （以及電機轉軸上的負載）和基准速度升高或下降的斜率（取較快的那個值） 。
Ed、Eq來自於Eα、Eβ的Park變換，如下：
將得到的 BEMF Eα 和 Eβ 值通過 Park 變換轉換到轉子磁通的旋轉參考坐標系， 得到Ed 和Eq 值。在 Park 變換中使用的角度 ρestim ，是估算器前一執行環節中計算得到的。基於Ed等於零，使用一階濾波器對BEMF 的 d-q 值進行濾波，並將濾波后的值代入估算器的主程序。
Eα、Eβ如下：
電流對時間的導數會對軟件造成干擾。因此，估算器的每次執行周期中都引入了電流變化的極限值，該值必須小於估算器每次執行周期的最大電流變化值，每當發生 PWM 中斷都將執行該周期。
Vα 和 V β 是在 FOC 的前一計算環節中得到的結果，它們不僅在控制的前一步驟中饋送給空間向量調制（Space Vector Modulation，SVM）電路，而且在當前步驟中饋送給估算器電路。 I α 和 I β 是相電流經Clarke 變換后得到的，在估算器的每個工作環節中都將被讀取。
定子電感（LS ）和電阻（RS）經過了歸一化，以便簡化計算並滿足軟件表示要求：
參考：MICROCHIP AN1292 利用 PLL估算器和弱磁技術 （FW）實現永磁同步電機 （PMSM ）的無傳感器磁場定向控制 （FOC ）