最近做了一個1500W的Boost PFC + 半橋LLC的電路，
前級是交錯Boost PFC電路，后級是不對稱半橋LLC電路。
遇到一個很奇葩的現象：
1、現象描述
當前級和后級單獨工作時，兩級電路都能正常工作。
當前級和后級一起工作時，
當輸入交流電壓很低時，LLC母線電壓也很低，兩級電路能串聯工作。
當輸入交流電壓逐漸升高，LLC母線電壓也逐漸升高，前級會影響到后級LLC上管的驅動。
當輸入電壓持續升高時，LLC母線電壓持續升高，LLC上管的驅動波形最低點到零，導致驅動波形丟失。
2、故障波形
驅動芯片使用SI8233，CMTI典型值為45kV/uS，測量故障波形下圖所示。
當輸入電壓越高時，dv/dt越大，導致驅動芯片故障，輸出上管驅動失真嚴重，嚴重時有炸管危險。
3、原因分析
本次設計均采用的隔離驅動。
隔離前一端的地與控制器連接，隔離后一端的地一般要接到懸浮開關管的源端，一般這一點的電平是跳變點。
當開關管開通和關斷的時間不變時，隨着輸入電壓越來越高，由開關管產生的dV/dt就越大。dt是您設計的驅動電路和選用開關管的質量決定的，GaN、SiC比普通Si速度更快。dV是由您設計工作的開關管Vds決定的。
CMTI （Common mode transient immunity）：瞬態穿過隔離層以破壞驅動器輸出狀態所需最低上升或下降的dv/dt，為兩個隔離電路之間施加的共模電壓的最大可容忍速率。
按照上圖所示的方法，在隔離驅動的原邊地與副邊地之間，添加一個干擾源。
當輸入一個固定高或者低電平時，Common Mode Surge 會對輸出產生下圖的干擾。
當輸入驅動是一個PWM脈沖時，輸出受到Common Mode Surge 的影響。
當原副邊存在過高的dV/dt，會造成芯片的閂鎖效應。造成一直輸出高電平。
常見的驅動芯片隔離驅動方案有：光耦隔離、磁隔離和電容隔離三種。受工藝的影響，三種隔離驅動的CMTI值不同。
本次使用的隔離驅動芯片是通過將輸入信號通過射頻載波，調制成射頻傳輸信號，然后通過接收器的解調還原原來的驅動信號。當外部的dV/dt足夠強烈的時候，會影響到射頻信號的生成。那么，接受端經過解調后，得不到與原始一致的驅動信號。
小結：開關瞬態造成高的dV/dt；耦合電容提供了耦合路徑；如果電源系統或者芯片的CMTI能力不行的話，將造成隔離原邊的地產生干擾,過高的dv/dt還會造成芯片進入閂鎖狀態。
example：
假如隔離芯片原副邊的寄生電容是60pF，副邊開關管電壓變化速率為140kV/us。
那么在副邊開關管高速開關瞬間，會產生大約6A的電流從副邊的地通過耦合電容耦合到原邊的地，原邊的地產生瞬時尖峰，進而干擾控制器的正常運行。
因此，選擇具有合適的CMTI的電源系統或者驅動芯片，對於系統正常運行很重要吧。
4、解決辦法
1、選用具有更高CMTI參數的柵級隔離驅動芯片，柵極驅動的CMTI至少大於開關管產生的dV/dt。
2、隔離電源的地線不要平行地鋪在2層功率PCB之間，那樣干擾會更加強烈。
3、減少原副邊之間的分布電容。
5、實驗改進測試結果
將LLC的驅動芯片由si8233換成si8273，其他電路未做改變。
驅動芯片的CMTI典型值由45kV/us換成了200kV/us，測量波形如下：
測量結果：驅動芯片在輸入電壓全范圍內正常工作。
這次故障驗證了的確是由驅動芯片的CMTI值過低，造成驅動異常。
以后驅動芯片選型的時候，芯片的CMTI值需大於開關管實際產生的dV/dt值。
6、參考文獻
【1】evans Joe.制約開關電源頻率提升的局限是什么？知乎，2017-05-09
【2】Wei Zhang, Mateo Begue.Common Mode Transient Immunity for UCC2122x Isolated Gate Drivers.Texas Instruments, 2018.8
【3】業余坐家，CMTI 參數對於隔離驅動器選型的重要性，CSDN,2020,11,07