信道估计：采用LS估计，直接取两段导频的信道估计值作为夹着的数据的信道响应，具体就是取本地导频与接收数据的导频在FFT之后对位相除即得频域估计值，再变换到时域即可。MIMO做法如下图所示：
两根发射天线空频信号格式
MIMO信道估计是在两倍上采样上做的，时域结果有两个主径(定义为能量最大)，每个主径往前L/8与往后L/4被认定为是单个信道响应（对收天线1来说就是h11和h12）
信噪比估计：噪声平均功率：
信号平均功率：
因为同步那里会有最大16*上采倍数的定时偏差并且定时定到的径有较大可能是多径(定时的径只是能量最大)而不是第一个径，所以往前挪半个cp长度可以基本包括到所有径，因此后面做信道估计需要把定时位置往前挪半个cp长度，这么做之后再去掉cp，只会把最后一段导频去掉末尾半个cp长度。由于导频和数据前面都有cp，因此这么做相当于对导频和数据都进行了半个cp长度的循环左移位，即yn->y(n+c)，根据圆周卷积和性质，x(n)*h(n+c)=y(n+c)。并且估计出来的信道响应hn也会往右移半个cp长度(FFT[p(n)*h(n+c)] / FFT[p(n)] = FFT[h(n+c)])。因此对信道估计的结果的并无影响，此处与上面取出h11和h12的信道响应的做法原因相对应（这是其一），其二还会考虑到时域sa函数两边会有拖尾，因此也需要往前和往后都取一定量的值作为信道响应。
提半个cp的做法可以使得信道估计结果更准确，但会抑制抗多径能力，因为cp长度变相缩短了一半，具体cp抗多径可以参考下图
下图表示的是信号在传输中经过信道之后形成的信号，包括了多径的产生以及利用cp消除数据块间的干扰(IBI)的过程，h(n)和xn卷积的结果就是图中表示的反转右移相乘再相加，得到yn，
矩阵的表示：H每行与xn相乘相加得到的就是yn，多径：hn的位置不变，拆开看就是当前数据块与上一个数据块的结尾延申到当前数据块的部分，合起来看就是xn由于多径产生了多个序列相互叠加。
ISI=IBI，数据块=一个OFDM符号
CP能解决时延扩展带来的ISI和ICI，但是时延扩展带来的频选衰落该均衡还是要均衡，并且CP不能解决由频偏带来的ICI问题