最近培訓學生做大學生電子設計競賽，有學生用到TI的24位Sigma-delta模數轉換器ADS1256。雖然這款芯片在能找到的介紹性文章很多，但大多屬於簡單翻譯手冊，很多實際問題沒有提及。現在電子設計競賽結束了，將學生在用STM32調試中遇到各種問題以及我的解決辦法總結如下，以方便在未來的工程項目中使用，同時與各位網友共享。
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一、差分驅動電路
ADS1256具有差分輸入能力，可以產生二進制補碼輸出，這讓很多學生誤以為ADS1256支持雙極性輸入，想從模擬輸入端輸入±5V范圍的模擬電壓。其實ADS1256與AD7606這樣真正支持雙極性（Bipolar Input）輸入的模數轉換器是不一樣的：當你細看數據手冊時就會發現，其每個模擬輸入管腳的絕對輸入電壓（Absolute input voltage）只能在0到電源電壓之間，能夠達到負電壓輸入的是輸入的差分電壓（AINP減去AINN的值）——即輸入為負值是指AINN大於AINP的電壓，而此時AINN和AINP的絕對值都是正電壓。
ADS1256的數據手冊並未給出驅動電路，原因是ADS1256這類的高分辨率ADC經常用來對電橋等差分輸入的傳感器進行測量，其內部含有的可編程差分放大器（PGA）還可以對這類傳感器的輸入進行程控放大。但更常見的情況是：你需要的是對真正的雙極性單端信號（只有一根信號線，其值相對於地有可能是正電壓，也有可能是負電壓）進行測量，那么你就需要通過運算放大器將單端的雙極性信號轉換為雙端的差分信號。但常見的差分ADC的驅動辦法無非有二：
1、使用專用的差分驅動芯片，如TI的INA132、INA216，ADI的ADA4941、AD8138等等。關於這些芯片的使用，讀者可以參考其數據手冊，這里不再贅述。專用差分驅動芯片的優點在於增益（GAIN）和共模抑制比(CMRR)，非常准確；缺點是小眾芯片供貨不穩定且價格較高。
2、我自己設計了以下差分驅動電路：
圖1
上圖中所有的電阻，除實現濾波的R11和R12之外，全部為100KΩ，精度為千分之一。運算放大器由單極性低壓軌到軌輸入輸出（RIRO）運放構成，我是用了國產的低成本運放RS622，你也可以使用MCP6002、AD8632或OPA2335等進口型號，由於ADS1256的輸入阻抗極高，你甚至可以使用更低成本的LMV358替代。雙極性單端信號從接插件CNT輸入。
圖1所示的電路對雙極性單端信號（圖中藍色虛線）完成的變換如圖2所示。圖1下半部分的反向放大電路對藍色信號首先縮小為原來的一半；其次增加2.5V的偏置，使其變為圖2中綠色的信號（圖1中網絡標號為IN_N_B）。圖1上半部分的電路再次對綠色的信號反相得到圖2中的紅色信號。這樣ADS1256的差分輸入端對紅色和綠色信號求差時，就可以恢復藍色虛線所示的單端雙極性信號，且紅色和綠色信號的絕對電壓都在0~5V之間。
圖2
不熟悉模擬電路的讀者會問：為什么要讓圖1的運放N4B的同相端連接到5V的2/3電位？請讀者回憶模擬電路課程學習過的疊加原理：將電路的兩個輸入端（信號端Ain和+5V輸入端）分別接到0電位，在將兩種情況下電路的輸出疊加在一起，就可以得到電路在Ain和+5V同時輸入時的輸出。其中為達到將信號縮小為原來的一半的目的，R5、R6、R7構成的負反饋通路的增益為1/2；而同相輸入端（管腳5）的電勢將決定圖2綠色信號疊加的直流偏置，具體來說根據疊加原理，綠色信號疊加的直流偏置等於同相端電壓的3/2倍（反饋通路的增益，對於同相輸入的電壓為3/2）。這樣只有當R8、R9、R10構成的分壓電路對5V的分壓比為1/3時，在輸出端得到的綠色信號直流偏置才為 (1/3)*(3/2)*5V = 2.5V。
圖1上部，由運放N4A為主構成的反向放大電路的增益為-1,其工作點為R3、R4產生的2.5V。其產生如圖2所示的紅色信號。
圖1所示電路的偏置（OFFSET）、增益（GAIN）和共模抑制比（CMRR）全部由電阻R1~R10決定，為保證ADS1256的精度，這些電阻全部選用了100K@1‰的電阻。這種精度顯然無法達到24bits絕對精度的要求，不過索性的是對於連續采樣最看重的信噪比（SNR、THD）和信號動態范圍（ENOB）卻沒有損失。這個電路適合高分辨率音響、模式識別等應用，以及具有出廠整機校准環節的采集系統。
另外，這里之所以串聯使用兩只一樣的100KΩ@1‰電阻串聯，是為了獲得精確的獲得一只100KΩ@1‰阻值的兩倍。且使用一樣的電阻，有利於高精度電阻供應鏈的管理。
使用上述差分驅動電路后，我的初始化代碼如下所示：
1 AD_RST = 0; //復位ADS1256 2 AD_RST = 1; 3 while(ADS1256_DRDY);//當前轉換完成才能進一步配置 4 ADS1256WREG(ADS1256_STATUS,0x06); // 高位在前、使用緩沖 5 ADS1256WREG(ADS1256_ADCON,ADS1256_GAIN_1); // 增益為1 6 ADS1256WREG(ADS1256_DRATE,ADS1256_DRATE_1000SPS); // 數據1ksps 7 ADS1256WREG(ADS1256_IO,0x00); 8 while(ADS1256_DRDY);//當前轉換完成才能進一步配置 9 CS_0(); 10 SPI_WriteByte(ADS1256_CMD_SELFCAL); //自校准 11 while(ADS1256_DRDY); 12 CS_1(); 13 temp = (chp << 4)|(chn + 1);//chp為同相輸入，chn為反相輸入 14 ADS1256WREG(ADS1256_MUX,temp); //設置通道 15 CS_0(); 16 SPI_WriteByte(ADS1256_CMD_SYNC); 17 SPI_WriteByte(ADS1256_CMD_WAKEUP); 18 CS_1();
二、Sigma-Delta模數轉換器的特點及其對驅動程序的影響
本質上說Sigma-Delta模數轉換器是一個數字器件，其執行的是一個有限長沖擊響應濾波器（FIR），包含一系列復雜的乘加運算，需要較長的計算時間。這一本質造成的影響包括：
1、Sigma-Delta轉換器處理時間較慢，采樣率較低；且存在一次轉換的輸出的“潛伏期”，數據手冊提供的時序圖如下。
圖3
請注意我用紅色圈住的部分，當你的代碼在本次轉換開始時DRDY變低后，將輸入通道配置為AINP=AIN2，AINN=AIN3時，當前這次輸出的結果將仍然是上個通道配置的結果（MUX = 01h）。這需要在進行多通道輪流采樣的應用中得到足夠的重視。實際上由於FIR濾波器是一個與過去的輸出高度相關的因果系統，Sigma-Delta轉換器並不特別適合實現多通道輪換采樣的任務（這比較適合使用逐次逼近SAR式的模數轉換器）。而TI公司的ADS12xx系列Sigma-Delta也是市面上能夠看到的進行通道切換后，能夠最快速度達到所需精度的模數轉換器。下表是ADS1256數據手冊中給出的在不同輸出速度下切換通道后的建立時間（以轉換周期為單位）。
2、進行通道輪換時的采樣率
很多小伙伴想當然的認為在數據率寄存器（DRATE，03h）里配置的數據率就是所有情況下的采樣率。其實當你知道Sigma-Delta器件內部的FIR濾波器本質時你就會知道，當你進行通道切換並重新對器件進行同步（synchronize）和喚醒（wakeup）后，轉換速度會變慢。具體來講，實際采樣率和你配置的通過率之間的對應關系如數據手冊中的下表所示。
直接說人話——當你使用網上到處能找到的下面的代碼啟動每次轉換時，你只能獲得上表右列所示的轉換速度。
1 ADS1256WREG(ADS1256_MUX,temp); 2 SPI_WriteByte(ADS1256_CMD_SYNC); 3 SPI_WriteByte(ADS1256_CMD_WAKEUP); 4 SPI_WriteByte(ADS1256_CMD_RDATA); 5 UN_sum |= (SPI_WriteByte(0xff) << 16); 6 UN_sum |= (SPI_WriteByte(0xff) << 8); 7 UN_sum |= SPI_WriteByte(0xff);
因為上面的代碼頭兩句進行同步和喚醒后，ADS1256會以為你切換了通道，需要多用一點時間來時濾波器穩定下來。要獲得DRATE寄存器所需的采樣率，你必須做到：1）只對一個通道進行采樣，不切換輸入通道配置；2）在每次讀取采樣結果時，只使用上面后邊四句代碼，將通道配置的那句代碼放在采集開始之前一次性完成。
三、ADS1256在使用中廣泛出現的問題及其解決辦法
1、ADS1256 在繼電器工作的時候自動復位問題的解決
TI官網問答論壇（https://e2echina.ti.com/support/data-converters/f/data-converters-forum/114019/ads1256）和阿莫電子論壇（https://www.amobbs.com/thread-5484227-1-1.html）中都多次提到ADS1256等多個知名論壇中都出現討論ADS1256會在電磁繼電器等干擾條件下出現自動復位的現象（自動復位后采樣率會自動切換到30KSPS），我在使用中也觀察到了這個現象，但TI官方及其FAE都未對此問題作出正面回應。仔細閱讀手冊后發現ADS1256的復位腳RESET的復位時間非常短，僅為4個時鍾周期（7.68M晶振下僅0.5us數量級），且沒有連接施密特觸發器輸入濾波。
我用STM32的GPIO控制RESET管腳亦無法避免自動復位現象，最后我在距離RESET非常近的地方，在RESET和地之間連接了一只低ESR的1uF瓷片電容，解決了干擾條件下自動復位問題。
圖4
2、讀寫操作時序問題及其實現
1）讀數據指令
ADS1256有兩條度指令：讀數據RDATA（01h）和連續讀數據指令RDATAC（03h）。讀數據指令是在每次數據轉換完成后（DRDY信號變低電平），后發送一個RDATA（01h） 在讀取本次輸出的24bits結果；連續度數據指令是在發送一次RDATAC（03h）后，即可在每次DRDY信號變低后都直接讀取24bits結果，但需要在退出連續讀取指令時發送退出連續讀取指令SDATAC（0Fh）。
個人覺得ADS1256轉換速度較慢，如果使用STM32作為控制器，沒必要省去每次發送一個指令字節的時間，因此我傾向於使用讀數據指令RDATA，以降低代碼的復雜程度。
2）指令后讀取等待時間t6
不論使用讀數據指令RDATA，還是連續讀數據指令RDATAC指令都需要在發送指令后等待t6的延遲時間才能夠讀出轉換時間，根據數據手冊t6約為50個ADS1256時鍾周期（在7.68M時鍾下，略小於1us）。若使用51內核的MCU，基本可以不考慮刻意為t6進行延時處理，但對STM32而言，若不專門為t6進行延遲，則有可能造成后續讀取的第一個位（MSB）為錯誤位。因此連續讀取固定采樣率的代碼應如下所示：
1 SPI_WriteByte(ADS1256_CMD_RDATA); 2 delay_us(2);//指令后的等待時間 3 UN_sum |= (SPI_WriteByte(0xff) << 16); 4 UN_sum |= (SPI_WriteByte(0xff) << 8); 5 UN_sum |= SPI_WriteByte(0xff); 6 delay_us(2);//讀取后等待DRDY管腳恢復時間
3）讀取后的等待DRDY管腳恢復時間
每次ADS1256轉換完成后，會使DRDY管腳輸出低電平，以提示STM32來讀取本次轉換結果。STM32如果能夠在下一次轉換完成刷新結果寄存器之前將本次轉換結果讀走，DRDY管腳將恢復高電平提示STM32等待下一次轉換結果。不幸的是，STM32的速度相對於ADS1256太快，以至於讀走數據后DRDY管腳還來不及恢復高電平，STM32就有可能再次檢測到DRDY管腳為低電平，而認為需要再次讀取轉換結果，從而造成同一個結果被連續讀取兩次。而這一現象在ADS1256的數據手冊中並未正式提及，也沒有用給出DRDY轉換為高電平的延遲時間。我嘗試性的在讀取24bits轉化結果后，加入了2us的延遲時間（如上面的代碼最后一行所示），解決了同一個結果被STM32連續讀取兩次的現象。
4）SPI時鍾速度
ADS1256手冊要求的SPI最短時鍾周期為4個ADS1256工作時鍾，也就是最高為1~2MHz。對於51系列單片機而言，不可能超過這個極限，對STM32而言就需要尤其注意SPI時鍾的配置，我是用了APB2總線的64分頻作為SPI通信時鍾頻率。
