本文聊一聊NPC中性點鉗位型三電平拓撲結構的原理以及結構特點
概述
NPC（Neutral Point Clamped）三電平拓撲結構是一種應用最為廣泛的多電平拓撲結構。NPC拓撲結構最早由日本長岡科技大學學者南波江章（Akira Nabae ）在80年的IAS年會上提出，並於90年代初在高壓變頻器上得到實際工業應用。近年來隨着電力電子技術在電力行業的發展，NPC三電平技術開始越來越多的應用到各個領域，包括光伏逆變器、風電變流器、高壓變頻器、UPS、APF/SVG、高頻電源等都有着廣泛的應用。NPC拓撲最常用的有兩種結構，就是我們常說的“I”字型（也稱NPC1）和“T”字型（也稱NPC2、MNPC、TNPC、NPP等）。另外ANPC也是一種NPC1的改進型，這些年隨着器件的發展，ANPC也開始有一些適合的應用。本文主要介紹前兩種結構，從結構特點、回路分析、調制方式、損耗計算等幾個方面來分析這兩種NPC拓撲結構。
NPC三電平基本原理
三電平拓撲結構的思想來源於一種多級可控直流源的思想，如下圖 （1）所示。通過對不同等級電源的切入來實現多電平的控制。二極管鉗位型NPC三電平拓撲結構正是通過引入兩個鉗位二極管來實現多級電壓的控制。具體的對比實現過程，請參考下面的短視頻。
圖1 多級可控直流源示意圖
基於二極管鉗位的兩級可控電源的實現（1.1M）
所謂三電平是指當橋臂開關的時候可以輸出的電壓的數量為三個。相對於傳統的兩電平，在交流輸出端多出來一個中點電位。下面兩個短視頻分別展示了兩電平和三電平的電位變化過程（僅作為電平變化示意，不代表開關過程）。
兩電平電位動態變化過程（0,2M）
三電平電位動態變化過程（0,5M）
NPC三電平特點
三電平結構較之兩電平結構在相同母線電壓的情況下開關直流電壓只有兩電平的一半帶來了有很多優點，主要包括如下幾點。
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更好的輸出波形
由於三電平橋臂在換流過程中，每次電平的變化都是從正或者負先到中點電位，多出一個台階如上面視頻里展示的一樣。折算成相電壓，波形變化的台階也會更加平順接近於正弦波，如圖（2）所示。從圖中可以明顯看出三電平的波形要比兩電平平順得多。從數據上看，根據Mathcad計算（調制度為1），兩電平輸出的電壓諧波THD（Total Harmonic Distortion）一般在50%左右，而在相同開關頻率的情況下，三電平的諧波THD僅為26%左右。降低接近一一半左右，這對降低對電網的諧波注入也有很大的幫助。
圖 2 兩電平和三電平電壓對比圖
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改善電磁干擾（EMI）問題
三電平結構中，IGBT開關器件的開關電壓降低一半。這樣在開關過程中IGBT的電壓變化率（dv/dt）要降低許多。電壓變化率（dv/dt）是電力電子系統電磁干擾的主要來源。電壓變化率（dv/dt）的降低就意味着系統電磁干擾（EMI）的降低和改善；同時在變頻器應用領域也可以降低軸電流，有效的改善變頻器對電機壽命的影響。
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損耗降低，更高效率，開關頻率提高
在開關過程中，IGBT開通關斷的直流電壓降低會使芯片的開關損耗降低許多。根據經驗值，直流電壓和開關損耗的關系如下式。
計算可得當開關直流電壓變為50%的時候，損耗會降低為原來的40%左右。損耗的降低意味着更高的效率，和開關頻率。開關頻率的提高對LC濾波的設計有很大幫助，可以減小電抗器尺寸和體積，以及更加可靠的諧振點設計。
任何事情都是有兩面性的，有優點，就必然也能指出缺點。三電平拓撲結構的缺點還是很明顯的，主要有以下幾點。
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結構復雜
這一點還是很明顯的，兩電平系統單個橋臂需要兩個IGBT和兩個DIODE。而三電平系統除此之外，至少還需要額外的兩個IGBT和兩個二極管，所需要的器件數量增加一倍以上。近些年隨着芯片技術以及封裝技術的發展，結構復雜已不再是要考慮的問題。特別是中小功率應用領域，一體封裝的IGBT三電平模塊得到越來越多的應用。
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調制算法復雜
相比於兩電平系統單個橋臂兩個IGBT，三電平NPC拓撲要控制單個橋臂四個IGBT，顯然控制方法會復雜很多。如圖（3）所示，兩電平矢量控制僅僅有8個矢量，而三電平適量控制則有27個矢量。對於NPC1型拓撲而言，兩個IGBT串聯還涉及到開關時序的問題。特別是在短路關斷的時候，需要控制兩個串聯管子先后關斷。這都給系統控制和可靠性帶來了挑戰。
圖 3 兩電平和三電平空間矢量圖
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中點平衡控制
電流可以從正端和中性點流出，電流的流出會引起電容電壓的變化。電壓變化不同就會在串聯電容之間引起電位不平衡問題。中點電位的波動不平衡會導致諧波增加，輸出低頻諧波電流以及器件兩端電壓變化，特別是會導致IGBT關斷過壓余量不足，影響器件工作的可靠性。
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損耗不均衡
NPC較兩電平多了一些IGBT和DIODE，這些器件在整個工作周期有不同的導通開關次序，因此有着不同的損耗。這會導致有的器件結溫過高，成為整個模塊輸出功率的瓶頸。如下圖（3）和圖（4）所示，為NPC1型的模塊和NPC2型的模塊配置同樣規格的IGBT和DIODE，在功率因數為1，調制度為1的時候的損耗分布和結溫大小示意圖。可以看出在兩種結構中，T1管都是結溫最高的器件，同時，占據了大部分的損耗。同樣當功率因數為-1的時候損耗會主要分布在二極管上。
這樣在設計模塊的時候，往往需要根據實際的應用特點來選擇合適的芯片規格，給模塊設計帶來更多的挑戰。
圖 4 NPC1的損耗分布和結溫
圖 5 NPC2的損耗分布和結溫
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長換流回路問題
相對於兩電平增加了一個電平，自然而然換流回路也就不一樣了。對於三電平系統，會存在一個長換流回路，如圖（5）所示。從圖中可以看出，T3在關斷的時候，電流經過D1，D2續流，電流路徑由綠色換成棕色。這時，換流回路較長，雜散電感會比較大，導致T3的關斷尖峰過大。
圖 6 NPC1 長環流回路
開關模式
NPC三電平相對於兩電平拓撲要多出一倍的開關器件，因此開關模式也會更加復雜。但是，其基本原理通過上面的動畫中可以看出是類似的。輸出狀態總共有三個（以NPC2為例），包括：
1、T1開通的時候輸出為“正電平”；
2、T2或T3開通的時候輸出為“零電平”；
3、T4開通的時候輸出為“負電平”。
對於VSI（Voltage Source Inverter）系統來講，我們能直接控制的只是電壓。通過對開關器件的控制，我們可以實現對等效電壓的控制。而電流實際上是間接控制的。電流和電壓一般對應了四種狀態如下圖，包括：正電壓，正電流；正電壓、負電流；負電壓、正電流；負電壓、負電流。下面我們逐一分析每種狀態下的電流回路。
圖 7 四種換流狀態
1、正電壓，負電流（V>0，I<0）
這種情況下，電壓為正，電流為負，從交流端流入拓撲，當輸出正脈沖的時候，電流通過二極管流向正端；當輸出零脈沖的時候，電流通過T3以及二極管流入中性點。
圖 8 NPC1和NPC2的換流過程（V>0，I<0）
如上圖所示，對於NPC1型三電平結構，T1和T3進行開關狀態切換。T3打開后，電流由T3和D6流向中性點實現換流，同時D1反向恢復；T3關斷后，電流由二極管D1、D2進行續流。
對於NPC2型三電平結構，同樣T1和T3進行開關狀態切換。T3打開后，電流由T3和D3流向中性點實現換流，同時D1反向恢復；T3關斷后，電流由二極管D1進行續流。
2、正電壓，正電流（V>0，I>0）
這種情況下，電壓為正，電流為正，從交流端流出拓撲，當輸出正脈沖的時候，電流通過IGBT（NPC1:T1&T2；NPC2:T1）流向交流端；當輸出零脈沖的時候，電流通過T2以及二極管流到交流端。
圖 9 NPC1和NPC2的換流過程（V>0，I>0）
如上圖所示，對於NPC1型三電平結構，T1和T3進行開關狀態切換。T1關斷后，電流由T2和D5流向交流端實現續流；T1打開后，電流由T1、T2進行換流，同時D5反向恢復。
對於NPC2型三電平結構，同樣T1和T3進行開關狀態切換。T1關斷后，電流由T2和D2流向交流端實現續流；T1打開后，電流由T1進行換流，同時D2反向恢復。
3、負電壓，正電流（V<0，I>0）
這種情況下，電壓為負，電流為正，從交流端流出拓撲，當輸出負脈沖的時候，電流由負端通過二極管流出；當輸出零脈沖的時候，電流通過T2以及二極管流到交流端。
圖 10 NPC1和NPC2的換流過程（V<0，I>0）
如上圖所示，對於NPC1型三電平結構，T2和T4進行開關狀態切換。T2打開后，電流由T2和D5流向交流端實現換流，同時D4反向恢復；T2關斷后，電流由二極管 D3、D4進行續流。
對於NPC2型三電平結構，同樣T2和T4進行開關狀態切換。T2打開后，電流由T2和D2流向交流端實現換流，同時D4反向恢復；T2關斷后，電流由二極管 D4進行換流。
4、負電壓，負電流（V<0，I<0）
這種情況下，電壓為負，電流為負，從交流端流入拓撲，當輸出負脈沖的時候，電流通過IGBT流向負端；當輸出零脈沖的時候，電流通過T3以及二極管流到中性點。
圖 11 NPC1和NPC2的換流過程（V<0，I<0）
如上圖所示，對於NPC1型三電平結構，T2和T4進行開關狀態切換。T4關斷后，電流由T3和D6流向中性點實現續流；T4打開后，電流由T3、T4進行換流，同時D6反向恢復。
對於NPC2型三電平結構，同樣T2和T4進行開關狀態切換。T4關斷后，電流由T3和D3流向中性點實現續流；T4打開后，電流由T4進行換流，同時D3反向恢復。
對上面的換流過程總結可以得到輸出正電壓、中點電壓、負電壓以及加上全部關斷的時候的高阻狀態總共四個主要開關狀態。
另外，當主要開關狀態之間進行切換的時候，需要一個過渡過程。比如當T1，T2導通的時候進行短路關斷，需要先關斷T1，然后關斷T2，這中間就是過渡狀態“A”；當輸出狀態由正脈沖“P”轉換為零電壓“O”的時候，需要先關斷T1，經過過渡狀態“A”，然后打開T3。總之，加上兩個過渡過程，總共六個開關狀態，如下表：
回路分析
根據上面的開關模式中可以看出，總共有四個換流模式。由於對稱性，本質上只有兩種不同的換流方式，即為常說的“長換流回路”和“短換流回路”，如下圖12和圖13。換流回路的長短決定了回路的雜散電感大小，進而影響IGBT的開關應力。我們以長換流回路為例，來說明換流回路與應力的關系。當T3關斷的時候，T3-D6回路中的電流開始減小換流到D1-D2回路，考慮到回路雜散電感引起回路的電壓差，T3發射極電壓會低於中性點電壓；同時，D1-D2回路中電流開始增加，變化的電流與回路中的雜散電感同樣會導致交流端的電壓升高。因此，T3關斷的時候，在T3兩端會有一個電壓尖峰，這個電壓尖峰受到回路雜散電感以及電流變化率的影響。
圖 12 長換流回路
對於長換流回路，如同前面所講，會引起開關管應力過大的問題。在模塊設計過程中需要注意優化。對於使用兩電平模塊搭建的方案，長換流回路一般需要在模塊之間實現換流。這樣就很難避免比較大的雜散電感，甚至開關應力過大需要驅動優化開關過程，這也會引起關斷損耗增加。對於單個模塊的三電平方案，長換流回路的雜散電感要小得多，基本上應力問題不大。另外，在高速應用中，根據電流方向而將拓撲分成兩部分的分離式的設計也可以一定層度上優化長換流回路問題，以滿足較快的開關要求。對於NPC2來講，T2/D2和T3/D3其實是可以互換位置的，也就是長換流回路可以變成短換流回路。比如對整流為主的應用，把T1/D1和T3/D3設計的比較靠近，T4/D4和T3/D3設計的比較靠近會使主要的開關過程都是短換流回路應力較小，同時也可以很好的優化系統效率。
圖 13 短換流回路
短換流回路，在模塊設計中可以將回路中的芯片設計的比較靠近從而獲得非常小的雜散電感。對於兩電平模塊搭建的方案，短換流回路一般在單個模塊內部，雜散電感也會比較小。
關於換流回路，還有一個小問題放在這里跟大家交流，就是下圖14所示的NPC1的這個環流過程，對於當T2關閉，電流通過D3，D4續流的過程中，D5是否有反向恢復損耗？
圖 14 關於D5損耗問題的環流示意圖
整理了各個廠家的損耗仿真計算工具之后發現它們的結論是不同的。富士和ABB認為這個過程中，D5是有反向恢復損耗。而其他多數廠家認為這個過程中D5是沒有反向恢復損耗的。那么問題就來了：真理是掌握在少數人手里，還是某些廠家沒有搞清楚呢？
圖 15 不同廠家對於D5損耗問題的結論
另外，目前一種基於ANPC拓撲的調制方式在改善NPC1拓撲長環流回路問題上顯現出特有的優勢，可以很好的避免長環流回路問題，使通過兩電平半橋模塊搭建三電平方案變得更具有可行性。后面我會寫文章專門介紹。
調制方法
對於NPC三電平的調制研究很多，這里就不多說了，簡單介紹一下載波疊層法和SVPWM法便於了解是如何通過調制使NPC輸出正弦波的。
載波疊層法通過兩個疊在一起的三角波作為調制波形。通過比較得出正半周期和負半周期的輸出脈沖，並通過該脈沖波形來控制IGBT的開關。正半周期的高電平脈沖對應了“P”的開關模式，負半周期的高電平對應了“N”的開關模式，零電平對應 “O” 的開關模式。這樣每一個橋臂就可以輸出類似於下面方波的相電壓波形。另外為了提高電壓利用率，可以在調制波上注入三次零序分量。當該零序分量的幅值為三相正弦波瞬時最大最小值之和的一半的時候，就變成等效的SVPWM調制了。
圖 16 疊層載波調制方法
SVPWM矢量調制是更為常用的調制方法，可以實現更高的電壓利用率。右下圖17的矢量圖可以看出，總共有27種開關狀態，NPN、OPN、PPN、POO.......。其實是把每個橋臂的三種開關狀態組合即為3^3。根據這些矢量的幅值可以把它們分成四個類型：
1、零矢量，幅值為零。PPP、OOO、NNN；
2、小矢量，幅值為V/3。POO、PPO、OPO、OPP、OOP、POP，ONN、OON、NON、NOO、NNO、ONO；
3、中適量，幅值為0.5743*V。PON、OPN、NPO、NOP、OPN、PNO；
4、大矢量，幅值為2*V/3。PNN、PPN、NPN、NPP、NNP、PNP。
從圖中可以看出，零矢量是矢量圖中心的三個，小矢量在內六邊形的六個點上，中矢量是在兩個交叉三角形的點上，大矢量則是在外六邊形的點上。
圖 17 疊層載波調制方法
與兩電平的矢量調制算法類似，根據伏秒平衡原理，給定目標矢量可以通過最近的三個矢量來合成。比如下圖18中的矢量可以通過POO、PNN、PON來合成。一般最好矢量切換過程中最好只有一相發生變化，這樣會使得器件的開關次數最少，減小損耗。這樣便可以得到如下圖18右側所示的七段調制的三相橋臂輸出模式。
圖 18矢量合成方法
如圖18中的三相輸出模式，輸出目標是三相電壓的合成矢量，而每一相橋臂的輸出是通過合成矢量所需的等效時間計算而得到；而載波調制方法則是直接通過目標三相正弦波來控制三相橋臂，進而得到目標輸出三相電壓波形。兩者本質沒有差別，三相電壓量和其矢量是等效的。如上面所提到的，當在載波中注入一定量三次諧波的時候，也可將載波調制輸出波形等效成SVPWM調制波形。
