深度 | 兩種ANPC拓撲的調制方式以及實際應用探討

ANPC拓撲是NPC拓撲結構的一種改進型。在“I”型NPC結構的基礎上增加了兩個開關管，可以主動控制中性點回路的切入,ANPC拓撲結構相對於NPC結構，可以通過調整開關模式來優化損耗分布來提高輸出功率和利用效率。本文介紹兩種調制方式，並基於這兩種調制方式來設計和配置模塊，然后分別分析各自的應用特點以及設計問題等。

 

 

ANPC簡介

ANPC結構是基於“I”型NPC結構（下面講NPC如不特殊說明，均指的是“I”型結構NPC）發展出來的一種改進型。我們在講NPC結構的時候會談到他的一個缺點就是損耗分布不均勻，會導致溫升不均衡，進而限制模塊的功率輸出能力（請參考->深度 | NPC 三電平拓撲原理及特點）。而ANPC結構由於多了兩個開關管以及相應的兩個中性點換流回路（如下圖），可以更加靈活任意的配置開關管可以使損耗沒有那么的不均衡，從而能一定程度上提高模塊的輸出功率。

 

 

圖 1，ANPC拓撲結構圖以及增加的環流回路

 

 

目前很多研究多關注於如何更好的平衡損耗分布和結溫控制，因此一種動態調整開關策略的控制方法被廣泛的研究，如下圖2。這種方法可以在不同工況下動態的調整開關策略以平衡不同開關之間的結溫從而實現更高的功率輸出。然而這樣控制起來會很復雜，需要實時的計算損以及結溫變化，如下圖2。很難說這樣的控制策略可以應用到實際系統中。根據開關器件的特點，采用固定的調制方式，合理利用開關模式，其實更容易應用到實際產品中。

 

圖 2，實時的結溫控制策略框圖

 

兩種調制方式

傳統的NPC三電平的開光狀態包括輸出正電壓、中點電壓、負電壓以及加上全部關斷的時候的高阻狀態總共四個主要開關狀態，以及兩個過渡狀態，如下圖3所示。兩個過渡狀態其實是指的在不同開關狀態切換過程中，並不能同時切換兩個管子，要有個先后順序，以避免發生直通的危險。比如從"P"狀態進入"N"狀態就要先關掉T1進入"A"狀態，然后打開T3進入"N"狀態。再比如關斷的時候，從"P"狀態就需要先關斷T1進入"A"狀態，然后關閉T2進入全部關斷高阻"Z"狀態停止。下圖3和圖4為NPC三電平的開關狀態表以及循環圖。

 

圖 3，NPC的開關狀態表

 

圖 4，各個開關狀態之間的循環關系

 

ANPC在此基礎上，增加了兩個主動鉗位開關，使零電平回路增加了很多的可能。首先不考慮T1和T4的狀態，來看T2,T3,T5,T6四個管子的組合。我們知道，僅需要兩個管子就可以形成輸出端子與中點端的正向電流和反向電流回路。三個或者四個管子同時開通可以看作是某兩個管子開通的冗余狀態。四個開關可以有六組排列組合如下表。

然而，實際上組合C只具有正向（從中性點到交流輸出端）導通電流的能力，組合D只具有反向導通電流的能力，可以認為是無效組合。因此，真正的有效組合只有四種，下面分別繪制出四個有效組合的電流路徑如下圖5所示。

圖 5，ANPC拓撲結構圖的幾種中點電壓狀態

 

上面圖5中包括了4種中點電壓組合，然而最后一種雖然也能實現該功能，但是這種中點狀態並不能直接切換到正電壓或者負電壓，因此只能算做無效狀態，不計入考慮。這樣基本的開關組合其實只有三種，下面對每一種狀態分別引入T1和T4的開關狀態，分析組合狀態。

• 第一種情況下，T1是一定要關閉的，然而T4則可以開通也可以關閉，這樣就衍生出兩個中性點狀態，如下圖6。

 

 

圖 6，兩種中性點狀態

 

• 第二種情況下，T4是一定要關閉的，然而T1則可以開通也可以關閉，這樣同樣衍生出兩個中性點狀態，如下圖7。

圖 7，兩種中性點狀態

• 第三種情況下，由於T2,T3都是開通狀態，T1,T4必須是關閉狀態，因此只有一種狀態如下圖。然而這種情況下的中性點換流回路並沒有利用T5和T6，還是NPC1的換流模式，下面就不在繼續分析。

圖 8，一種中性點狀態

這樣總結上面的分析便可以得到總共的四種基礎的中性點換流開關狀態，如下表。

分析完了增加兩個主動鉗位開關對中性點換流的影響，那么增加的這兩個鉗位開關對輸出正負電平有無影響呢？下面再來看看增量兩個主動前衛開關對正負電平的影響。

圖 9，正負電壓輸出開關模式

基本的正負電平輸出模式如上圖9所示。T1&T2或者T3&T4同時開通就可以輸出正電平或者負電平，增加的兩個主動鉗位開關並沒什么改變。然而，如果適當的利用這兩個開關其實可以對系統是有好處的。當輸出正電平的時候打開T6，這樣T6和D6就將T3與T4的中間電壓鉗位到中性點，有助於電壓在這兩個管子上的均勻分布。同理，T5在輸出負電平的時候保持開通也是有同樣的作用，如下圖10所示。

圖 10，改進后的正負電壓輸出開關模式

下面在來看剩余四種基礎的中性點換流開關狀態與正電平或者負電平的轉換關系如下圖9所示。

 

圖 11，四種中性點換流回路與正電平或者負電平的換流模式

從上圖11可以看出，對於正電平和負電平均有兩種模式進行中性點換流。由於不同中性點模式之間可以自由轉換，因此可以組合出更多的正負電平變換路徑，如下圖12所示。圖中的過渡狀態同NPC1中的A,B狀態一樣，是避免在不同狀態切換過程中發生直通的死區過渡過程。

圖 12，ANPC拓撲的電壓狀態切換循環圖

本文將介紹的是如下圖13所示的紅色和藍色兩種開關狀態循環路徑。

• 第一種，藍色路徑的特點是所有的開關過程都是短換流回路，同時所有的開關狀態都是由T1&T4&T5&T6來進行開關，T2&T3僅僅在電壓換向的時候進行開關。換種說法就是T1&T4&T5&T6進行高頻開關，T2&T3進行工頻開關，且幾乎沒有開關電流。

• 第二種，紅色路徑的特點是所有的切換狀態僅僅需要T2&T3管進行開關，其余的管子僅僅在電壓換向時進行開關。換種說法就是T2&T3進行高頻開關；T1&T4&T5&T6進行工頻開關且幾乎不開關電流。

  下面分別對這兩種調制方式進行討論。

圖 13，兩種ANPC拓撲的電壓狀態切換循環圖

 

 

第一種調制方式

首先將上面的循環路徑單獨拉出來，如下圖14所示。便可以更加清晰的看出來，從正電平到中性點是在T1&D1和T5&D5之間進行換流；從負電平到中性點是在T4&D4和T6&D6之間進行換流。這樣的開關過程都是短換流回路。其調制波形如下圖16所示。我們將上面的拓撲形式做一下調整可以得到下面圖15所示的換流路徑示意圖。這種換流路徑其實是和兩電平一致的。

圖 14，第一種ANPC拓撲的電壓狀態切換循環圖

圖 15，第一種ANPC拓撲的換流回路示意圖

圖 16，ANPC拓撲結構的調制方式

這種ANPC的調制方式特點是顯而易見的，換流回路短避免了NPC結構的長換流回路問題，T2&T3管幾乎不會開關電流，沒有開關損耗，可以采用優化導通壓降的功率器件。同時，所有的換流都集中在T1&T5和T4&T6之間，這樣可以就可以完全采用三個半橋模塊來搭建ANPC結構，同時避免了環路回路在不同模塊之間進行的問題，如下圖17所示，T1&T5用一個半橋模塊，T4&T6用一個半橋模塊這兩個管子可以用快速開關的功率器件，甚至SIC器件，T2&T3用一個半橋模塊，可以用低導通損耗的管子。

圖 17，三個半橋模塊搭建的ANPC拓撲

 

當然，固定的開關模式下就不能優化損耗的分布。下面，我們看看這種開關模式的損耗分布情況如何。在我們的仿真平台（微信公眾號菜單或者訪問網站：  www.igbtgo.cn）里已經添加了這種ANPC調制模式的仿真程序，該仿真程序可以選擇兩電平的通用半橋模塊來搭建仿真模型，進行仿真。

我們選擇英飛凌FF1800R12IE5，三個模塊搭建ANPC拓撲，加入仿真，設定以下參數：

• 直流母線電壓：1500V；

• 輸出電流1000Arms;

• 開關頻率：4000Hz；

• 交流頻率：50Hz；

• 環境溫度45℃；

• 散熱器熱阻(單個模塊)：35K/kW;

• 調制方式：SVPWM.

   

分別仿真在不同功率因數條件下，調制度為1和調制度為0.1時的損耗和結溫分布情況。

下圖18為功率因數為1時候，調制度分別為1和0.1時的損耗分布。可以得出一下幾點結論：

• T2由於一直處於長通狀態，只有導通損耗沒有開關損耗，不同調制度下，T2的損耗是不變的。

• 對於T1和D5，不同調制度下，開關損耗變化不大，調制度的變化反應了電流在T1和D5上的分布變化。

• 由於T5&T6沒有損耗發生，可以說，在這種情況下，ANPC和NPC1是等效的。也就是說當功率因數為1的時候，等效為NPC1。

• 以調制度等於1的時候為例，T1D1&T5D5為一個模塊，其功耗為1491.9W；T2D2&T3D3為一個模塊，其功耗為1396.8。這樣損耗在兩個模塊之間分布是均衡的，不會導致單個模塊過熱。

圖 18，上圖，pf=1,m=1;下圖，pf=1,m=0.1

 

下圖19為功率因數為-1時候，調制度分別為1和0.1時的損耗分布。同樣也可以得出一下幾點結論：

• D2由於一直處於長通狀態，只有導通損耗沒有開關損耗，不同調制度下，D2的損耗是不變的；

• 對於D1和T5，不同調制度下，開關損耗變化不大，調制度的變化反應了電流在兩個管子上分布的變化；

• 以調制度等於1的時候為例，T1D1&T5D5為一個模塊，其功耗為1444.W；T2D2&T3D3為一個模塊，其功耗為1309.6。這樣損耗在兩個模塊之間分布是均衡的，不會導致單個模塊過熱。

• 作為對比，在整流工況下，同樣三個模塊搭建的NPC1結構，損耗主要分布在內管即T2D2&T3D3上 ，導致T2&D2,T3&D3結溫過高，如下圖20所示。

 

圖 19，上圖，pf=-1,m=1;下圖，pf=-1,m=0.1

 

圖 20，NPC1結構，pf=-1,m=1時的損耗和結溫分布

 

模塊功率因數為0的時候如下圖21所示，損耗分布和上述兩種情況又不一樣。這時候，損耗在所有的器件中均有分布。其特點如下：

• T2和D2由於一直處於長通狀態，只有導通損耗沒有開關損耗，不同調制度下，T2和D2的損耗是不變的；

• 損耗在所有的器件中分布較為均勻，因此結溫差異也較小。同時最高結溫相對上述兩種工況要低很多。因此比其他兩種工況條件下可以實現更高的功率輸出。

   

 

圖 21，上圖，pf=0,m=1;下圖，pf=0,m=0.1

 

總結而言，這種控制方式，可以實現半橋模塊來搭建三電平拓撲的應用，且沒有長換流回路問題。同時解決半橋模塊搭建成NPC時，整流工況內管損耗過大的問題（由於開關損耗和導通損耗都集中在T2&T3,D2&D3。而這四個開關器件都在一個模塊內部，而其他兩個模塊卻沒有多少損耗）。無論是整流和逆變損耗和結溫分布都相對均衡，功率輸出能力相當。特別的，當應用於純無功工況時，功率輸出能力會更強。對於SVG或者APF的應用可以獲得更高的輸出功率，充分利用模塊內的所有半導體。

 

 

第二種調制方式

同樣，首先繪制出這第二種調制方式的循環路徑，如下圖22所示。可以更加清晰的看出來，從正電平到中性點是在T2&D2和T6&D6之間進行換流；從負電平到中性點是在T3&D3和T5&D5之間進行換流。這兩個換流過程，都是開關管T2和T3在動作，其他的管子沒有開關電流的過程。其調制波形如下圖24所示。然而，這樣的開關過程都是長換流回路。我們將上面的拓撲形式做一下調整可以得到下面圖23所示的換流路徑示意圖。

 

 圖 22，第二種ANPC拓撲的電壓狀態切換循環圖

 

 

圖 23，第二種ANPC拓撲的換流回路示意圖

 

圖 24，第二種ANPC拓撲的調制方式

上面提到，所有的開關電流過程都是開關管T2和T3在動作，其他的管子沒有開關電流的過程。因此所有的開關損耗都在T2&D2和T3&D3上。那么，基於這樣的特點，在設計模塊的時候，T2&D2，T3&D3可以選擇使用高速開關的器件比如MOSFET，或者SIC器件等，而其他的管子統一選擇低導通損耗的管子，便可以實現非常優秀的損耗優化，同時充分利用例如SIC的特點，實現較高的開關頻率，以及三電平的輸出波形。另外，由於僅僅T2&D2和T3&D3使用了SIC器件，其成本增加是有限，其性能提升確實斐然的。然而，如上面所提到的，在換流的時候，所有的開關過程都是長換流回路，帶來的問題便是開關應力過大，特別是高速器件。這樣采用兩電平模塊搭建這樣的三電平結構就不太現實了。電流需要在不同的模塊之間進行換流，寄生電感會非常大。即使在一個模塊中構建這種拓撲，模塊內部長換流回路的寄生電感也會對開關過程產生較大的影響。因此這種控制方式不適用於大功率產品采用搭建的方案，而是適用於單個模塊的小功率產品，一種優化布局的模塊設計可以用於優化長換流回路的寄生電感。

我們知道VSC型結構輸出電流是不可以突變的，而電壓是可以的，而電流流入和流出的時候，應該是對稱的結構。首先我們看一下當輸出電流為正的時候幾種電流回路模式，如下圖25所示。

圖 25，正向電流時的換流回路

 

當我們把沒有用到的器件隱藏掉，就會變成下面圖26所示的結構。這時，系統依舊可以運行，但是只能輸出正向電流。這樣簡化結構后就可以給模塊的布局設計帶來更大的靈活性，去掉沒有用的芯片在布局設計的時候可以更加緊湊回路面積也可以做的更小。

 

圖26 簡化后的環流路徑

 

根據上面簡化的布局回路，我們可以設計芯片的布局如下圖27所示，注意，下圖為輸出電流為正時的布局設計。對稱的輸出電流為負時的布局設計也類似。兩個合在一起構成完整的拓撲結構。

圖27 正電流回路布局圖

根據上面的布局圖，我們可以畫出圖25所示的兩個換流模式，如下圖28所示。可以看出，這種布局下，換流路徑中幾乎不包含多余的芯片和面積。雜散參數可以控制的非常好，對於高速開關器件，可以很好的優化開關應力過大的問題。

 

圖28 兩種換流路徑示意圖

 

這種調制方式下，模塊的電氣特性如何，又有什么特點呢？下面我們將T2&T3采用快速開關IGBT，其他管子采用低導通損耗的管子來簡單配置一個模塊，計算模塊的損耗和結溫來初步看看這種拓撲和控制方式的電氣特性。

這里我們無法直接選擇模塊，只能通過從芯片開始設計一個模塊，並根據芯片的實際測量參數，線性的擬合出該芯片的參數，具體過程不表。下面列出每個開關選擇的芯片型號：

T1&T4&T5&T6:IGC30T65U8V(75A)✖2;

T2&T3:IGC26D65C8(75A)✖2;

D1&D4&D5&D6:SIDC38D65C8(150A);

D2&D3:IGC13D65Q8(50A)✖3;

DBC:三氧化二鋁；

Econo3 PIM封裝，3mm厚銅基板。         

設定以下仿真參數：

• 直流母線電壓：850V；

• 輸出電流：80Arms;

• 開關頻率：16000Hz；

• 交流頻率：50Hz；

• 基板溫度100℃；

• 調制方式：SVPWM.

   

分別仿真在不同功率因數條件下，調制度為1和調制度為0.1時的損耗和結溫分布情況。

下圖29為功率因數為1時候，調制度分別為1和0.1時的損耗分布。可以得出一下幾點結論：

• 所有的開關損耗都在T2&T3和D2&D3上，不同的調制度對開關損耗沒有影響，主要是影響電流在T2&T3與D2&D3之間的分布以及T1&T4與T5&T6之間的分布。

• 損耗分布比較不均勻，D1&D4和D5&D6沒有任何損耗發生。

 

圖 29，上圖，pf=1,m=1;下圖，pf=1,m=0.1

 

下圖30為功率因數為-1時候，調制度分別為1和0.1時的損耗分布。可以得出一下幾點結論：

• 所有的開關損耗依舊是都在T2&T3和D2&D3上，不同的調制度對開關損耗沒有影響，主要是影響電流在T2&T3與D2&D3之間的分布以及D1&D4與D5&D6之間的分布。

• 損耗分布同樣比較不均勻，T1&T4和T5&T6沒有任何損耗發生。

 

圖 30，上圖，pf=1,m=1;下圖，pf=1,m=0.1

 

 

總結而言，這種控制方式，只有內管的T2&T3和D2&D3是需要高速開關，其開關調制方式基本類似於兩電平，控制上更為簡單一些。同時其損耗特點也與兩電平類似。這樣非常適合做成SIC混合型的結構。即是中間的開關管采用SIC MOSFET以及SIC 二極管，外部的管子采用低導通損耗的IGBT。這樣就可以既實現了三電平結構的特點，也最大化的利用了SIC的優勢，同時也能有效的控制成本。